CN115931143A
审中
双频激光干涉测量中一种通道间实时相位延迟补偿方法
技术领域
[0001]本发明属于激光干涉测量技术领域的一种相位解调补偿优化方法，是一种正弦相位解调法中相位延迟补偿方法，实时对相位延迟进行补偿。
背景技术
[0002]纳米测量技术中，正弦相位调制法具有测量精度高、测量范围大等优点，它具有光路结构简单、抗干扰能力强和动态范围大等优点，而为了有着更高的位移测量精度，对相位解调精度有着较为高的要求。而在相位解调过程中由于光路、电路传输和光检测等引起的时延Δt，从而会引入相位延迟θ，特别在高速测量中，由于相位延迟的产生，会直接影响到能否正确相位解调的值，并且往常的相位延迟计算中，一般都是频率为一确定值来求解其相对的相位延迟，并没有可以对频率为变化量时可以实时对相位延迟进行补偿的方法，所以，为了提高测相精度，并且可以实时补偿变频状态下的相位延迟，是现阶段相位解调算法中需要解决的关键技术问题。
发明内容
[0003]为了解决背景技术中存在的问题，本发明公开了一种基于双频激光干涉系统信号处理板卡中不同通道间相位延迟的补偿方法，本发明可对变频状态下的相位延迟进行补偿，从而解决了因频率变化而相位延迟无法实时测量以及补偿的问题，提高了相位测量精度，可以应用在激光干涉精密测量技术领域。
[0004]本发明解决上述问题所采用的技术方案包括以下步骤：
[0005]步骤1、双频激光干涉系统信号处理板卡设计有四条信号通道，一条作为参考信号输入通道，其他三条测量信号输入通道。每条通道内含有相同的光电转换电路、进行信号滤波与自动增益补偿的信号调理电路以及高速ADC采样电路，但由于光路、电路传输和光检测等因素的影响在不同测量通道间会产生时间延迟Δt，进而导致不同测量通道间产生相位延迟θ，以两路测量通道信号fm1、fm2为例：
[0006]
[0007]
[0008]其中Am1、Am2表示数字干涉信号的幅值，f1、f2为两激光的频率，f′激光器含有的频率不确定度，Δf为多普勒频移，θ＝2π(f1-f2+Δf+f′)Δt，表示第二测量通道相对于第一测量信号的相位延迟，方便起见ω＝2π(f1-f2+Δf+f′)，则两测量通道信号改为：
[0009]
[0010]
[0011]步骤2、利用数字频率合成器DDS生成的两路频率为f0的正交数字信号fsin、fcos，信号表示如下：
[0012]fsin＝sin(2πf0t)＝sin(ω0t)
[0013]fcos＝cos(2πf0t)＝cos(ω0t)
[0014]其中ω0＝2πf0，fm1、fm2在FPGA内部分别与FPGA生成的正交信号fsin、fcos相乘进行混频运算，获得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体公式如下：
[0015]
[0016]
[0017]
[0018]
[0019]从而进一步的对相位延迟进行计算，其特征在于方法进一步包括：
[0020]步骤3、对信号进行低通滤波，去除四路混频后的信号的高频分量得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体公式如下：
[0021]
[0022]
[0023]
[0024]
[0025]步骤4、利用上述信号，进行两测量通道测量信号之间利用乘法器进行乘法运算以及加法器、减法器进行求和运算，得两路正余弦信号，具体公式如下：
[0026]
[0027]
[0028]步骤5、后对两路正余弦信号利用反正切运算模块进行反正切运算，从而计算出相位延迟θ，具体公式如下：
[0029]
[0030]
[0031]
[0032]
[0033]步骤6、通过FPGA内部DDS生成信号cos(ω0t+θ)，与fm2进行混频，后在FPGA内对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0034]
[0035]
[0036]步骤7、将信号D1与FPGA内部DDS生成信号cosω0t进行混频，在FPGA内对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0037]
[0038]
[0039]从而消除两测量通道因时间延迟而导致的相位延迟，进而达到测量通道间的信号同步。
[0040]具体实施中，所述的方法计算过程采用双频激光干涉系统信号处理板卡中的相位解调处理系统，相位解调处理系统包括前处理模块、相位延迟计算模块以及相位延迟补偿模块。
[0041]其中相位延迟计算模块包括：数字频率合成器(DDS)、第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、低通滤波器、相位差分模块、第五乘法器、第六乘法器、第七乘法器、第八乘法器、第一加法器、第一减法器和反正切运算模块；两测量通道信号连接第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输入端，数字频率合成器输出两正交信号连接第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输入端，第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输出端连接低通滤波器，低通滤波器输出端连接第五乘法器、第六乘法器、第七乘法器、第八乘法器的输入端，第五乘法器、第六乘法器的输出端连接第一减法器的输入端，第七乘法器、第八乘法器的输出端连接第一加法器的输入端，第一加法器、第一减法器的输出端连接反正切运算模块的输入端，反正切模块输出端输出相位延迟结果。
[0042]相位延迟补偿模块包括第一数字频率合成器、第二数字频率合成器、第一乘法器、第二乘法器、第一低通滤波器、第二低通滤波器；从相位延迟计算模块的输出相位延迟结果连接第一数字频率合成器的输入端，第一数字频率的输出端连接第一乘法器的输入端，第一乘法器的输出端连接第一低通滤波器的输入端，第一低通滤波器的输出端连接第二乘法器的输入端，第二数字频率合成器的输出端连接第二乘法器的输入端，第二乘法器的输出端连接第二低通滤波器的输入端，第二低通滤波器的输出端输出相位延迟补偿后的信号。
[0043]所述的两测量通道信号来源于双频激光干涉仪，为双频激光干涉系统信号处理板卡中测量通道获得的信号。
[0044]与背景技术相比，本发明具有的有益效果是：
[0045](1)本发明方法可以实时对变频状态下的相位延迟进行计算，解决了现阶段变频状态下相位延迟无法求解的问题；
[0046](2)本发明巧妙的运用了三角函数的性质，从而可以直接求解出变频状态下相位延迟的值，消除了变频状态下相位延迟难以求解的问题，以及解决了变频状态下相位延迟无法实时补偿的问题，提高了相位测量精度，可以广泛应用于干涉型激光传感技术领域。
附图说明
[0047]图1相位延迟补偿系统流程图
[0048]图2相位延迟计算模块流程图
[0049]图中：1、数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第二乘法器，4、第三乘法器，5、第四乘法器，6、低通滤波器，7、第五乘法器，8、第六乘法器，9、第七乘法器，10、第八乘法器，11、第一减法器，12、第一加法器，13、反正切运算模块。
[0050]图3相位延迟补偿模块流程图
[0051]图中：1、第一数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第一低通滤波器，4、第二数字频率合成器，5、第二乘法器，6、第二低通滤波器。
具体实施方式
[0052]为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进一步详细说明。
[0053]如图1所示，具体实施采用以下相位解调处理系统，包括前处理模块、相位延迟计算模块以及相位延迟补偿模块。
[0054]如图2所示，相位延迟计算模块包括：1、数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第二乘法器，4、第三乘法器，5、第四乘法器，6、低通滤波器，7、第五乘法器，8、第六乘法器，9、第七乘法器，10、第八乘法器，11、第一减法器，12、第一加法器，13、反正切运算模块。
[0055]如图3所示，相位延迟补偿模块包括：1、第一数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第一低通滤波器，4、第二数字频率合成器，5、第二乘法器，6、第二低通滤波器。
[0056]如图2所示，相位延迟计算模块具体过程为：两测量通道信号fm1、fm2连接第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输入端，数字频率合成器1输出两正交信号fsin、fcos连接第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输入端，第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输出端连接低通滤波器6，低通滤波器6输出端连接第五乘法器7、第六乘法器8、第七乘法器9、第八乘法器10的输入端，第五乘法器7、第六乘法器8的输出端连接第一减法器11的输入端，第七乘法器9、第八乘法器10的输出端连接第一加法器12的输入端，第一加法器12、第一减法器11的输出端连接反正切运算模块13的输入端，反正切模块13输出端输出相位延迟结果θ。
[0057]如图3所示，相位延迟补偿模块具体过程为：相位延迟计算模块输出相位延迟结果θ连接第一数字频率合成器1的输入端，第一数字频率1的输出端以及测量通道信号fm2连接第一乘法器2的输入端，第一乘法器2的输出端连接第一低通滤波器3的输入端，第一低通滤波器3的输出端以及第二数字频率合成器4的输出端连接第二乘法器5的输入端，第二乘法器5的输出端连接第二低通滤波器6的输入端，第二低通滤波器6的输出端输出相位延迟补偿后的信号f2。
[0058]本发明实施的原理过程为：
[0059]双频激光干涉仪输出的信号，经过光电转换、滤波、增益补偿、模数转换后获得的信号fm1、fm2。
[0060]如图2所示，在获得信号fm1、fm2后，首先利用数字频率合成器1生成两正交信号fsin、fcos，后进行混频运算，获得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体如下：通过第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5，将信号fm、fr与数字频率合成器1产生的一阶正交信号fsin、fcos相乘，到此完成混频运算，公式分别如下：
[0061]
[0062]
[0063]
[0064]
[0065]后对混频后的信号fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos进行低通滤波，去除四路混频后的信号的高频分量得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体如下：通过低通滤波器6，去除四路混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0066]
[0067]
[0068]
[0069]
[0070]利用上述信号进行混频运算，后在进行求和运算，从而得出两路正、余弦信号sinθ、cosθ，具体如下：fm1sin、fm2cos利用第五乘法器7进行混频运算，fm2sin、fm1cos利用第六乘法器8进行混频运算，后第五乘法器7、第六乘法器的输出端连接第一减法器12的输入端，fm1sin、fm2sin利用第七乘法器9进行混频运算、fm1cos、fm2cos利用第八乘法器10进行混频运算，后第七乘法器9、第八乘法器10的输出端连接第一加法器12的输入端，得两路正、余弦信号sinθ、cosθ，具体公式如下：
[0071]
[0072]
[0073]后对两路正余弦信号利用反正切运算模块进行反正切运算，从而计算出相位延迟θ，具体如下：将两正、余信号sinθ、cosθ输入反正切运算模块13，得到待测相位延迟，具体公式如下：
[0074]
[0075]
[0076]
[0077]
[0078]如图3所示，从相位延迟计算模块输出相位延迟θ，通过第一数字频率合成器1生成信号cos(ω0t+θ)，与fm2进行混频，后利用第一低通滤波器3对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体如下：将测量通道信号fm2与第一数字频率合成器1输出的信号cos(ω0t+θ)利用第一乘法器2相乘，后将第一乘法器2的输出信号利用第一低通滤波器3进行滤波，从而去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0079]
[0080]
[0081]将信号D1与第二数字频率生成器4生成信号cosω0t进行混频，后在对混频后的信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，从而对相位延迟进行补偿，得到补偿后的信号D2，具体如下：第一低通滤波器3的输出信号与第二数字频率合成器4生成的信号利用第二乘法器5进行相乘，后将第二乘法器5的输出信号利用第二低通滤波器6进行滤波，从而对相位延迟进行补偿，具体算式如下：
[0082]
[0083]
[0084]综上，本发明方法可以实时对变频状态下的相位延迟进行计算，解决了现阶段变频状态下相位延迟无法求解的问题；巧妙的运用了三角函数的性质，从而可以直接求解出变频状态下相位延迟的值，消除了变频状态下相位延迟难以求解的问题，以及解决了变频状态下相位延迟无法实时补偿的问题，提高了相位测量精度，可以广泛应用于干涉型激光传感技术领域。
[0085]上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。
[0007]
[0008]其中Am1、Am2表示数字干涉信号的幅值，f1、f2为两激光的频率，f′激光器含有的频率不确定度，Δf为多普勒频移，θ＝2π(f1-f2+Δf+f′)Δt，表示第二测量通道相对于第一测量信号的相位延迟，方便起见ω＝2π(f1-f2+Δf+f′)，则两测量通道信号改为：
[0009]
[0010]
[0011]步骤2、利用数字频率合成器DDS生成的两路频率为f0的正交数字信号fsin、fcos，信号表示如下：
[0012]fsin＝sin(2πf0t)＝sin(ω0t)
[0013]fcos＝cos(2πf0t)＝cos(ω0t)
[0014]其中ω0＝2πf0，fm1、fm2在FPGA内部分别与FPGA生成的正交信号fsin、fcos相乘进行混频运算，获得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体公式如下：
[0015]
[0016]
[0017]
[0018]
[0019]从而进一步的对相位延迟进行计算，其特征在于方法进一步包括：
[0020]步骤3、对信号进行低通滤波，去除四路混频后的信号的高频分量得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体公式如下：
[0021]
[0022]
[0023]
[0024]
[0025]步骤4、利用上述信号，进行两测量通道测量信号之间利用乘法器进行乘法运算以及加法器、减法器进行求和运算，得两路正余弦信号，具体公式如下：
[0026]
[0027]
[0028]步骤5、后对两路正余弦信号利用反正切运算模块进行反正切运算，从而计算出相位延迟θ，具体公式如下：
[0029]
[0030]
[0031]
[0032]
[0033]步骤6、通过FPGA内部DDS生成信号cos(ω0t+θ)，与fm2进行混频，后在FPGA内对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0034]
[0035]
[0036]步骤7、将信号D1与FPGA内部DDS生成信号cosω0t进行混频，在FPGA内对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0037]
[0038]
[0039]从而消除两测量通道因时间延迟而导致的相位延迟，进而达到测量通道间的信号同步。
[0040]具体实施中，所述的方法计算过程采用双频激光干涉系统信号处理板卡中的相位解调处理系统，相位解调处理系统包括前处理模块、相位延迟计算模块以及相位延迟补偿模块。
[0041]其中相位延迟计算模块包括：数字频率合成器(DDS)、第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器、低通滤波器、相位差分模块、第五乘法器、第六乘法器、第七乘法器、第八乘法器、第一加法器、第一减法器和反正切运算模块；两测量通道信号连接第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输入端，数字频率合成器输出两正交信号连接第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输入端，第一乘法器、第二乘法器、第三乘法器、第四乘法器的输出端连接低通滤波器，低通滤波器输出端连接第五乘法器、第六乘法器、第七乘法器、第八乘法器的输入端，第五乘法器、第六乘法器的输出端连接第一减法器的输入端，第七乘法器、第八乘法器的输出端连接第一加法器的输入端，第一加法器、第一减法器的输出端连接反正切运算模块的输入端，反正切模块输出端输出相位延迟结果。
[0042]相位延迟补偿模块包括第一数字频率合成器、第二数字频率合成器、第一乘法器、第二乘法器、第一低通滤波器、第二低通滤波器；从相位延迟计算模块的输出相位延迟结果连接第一数字频率合成器的输入端，第一数字频率的输出端连接第一乘法器的输入端，第一乘法器的输出端连接第一低通滤波器的输入端，第一低通滤波器的输出端连接第二乘法器的输入端，第二数字频率合成器的输出端连接第二乘法器的输入端，第二乘法器的输出端连接第二低通滤波器的输入端，第二低通滤波器的输出端输出相位延迟补偿后的信号。
[0043]所述的两测量通道信号来源于双频激光干涉仪，为双频激光干涉系统信号处理板卡中测量通道获得的信号。
[0044]与背景技术相比，本发明具有的有益效果是：
[0045](1)本发明方法可以实时对变频状态下的相位延迟进行计算，解决了现阶段变频状态下相位延迟无法求解的问题；
[0046](2)本发明巧妙的运用了三角函数的性质，从而可以直接求解出变频状态下相位延迟的值，消除了变频状态下相位延迟难以求解的问题，以及解决了变频状态下相位延迟无法实时补偿的问题，提高了相位测量精度，可以广泛应用于干涉型激光传感技术领域。
附图说明
[0047]图1相位延迟补偿系统流程图
[0048]图2相位延迟计算模块流程图
[0049]图中：1、数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第二乘法器，4、第三乘法器，5、第四乘法器，6、低通滤波器，7、第五乘法器，8、第六乘法器，9、第七乘法器，10、第八乘法器，11、第一减法器，12、第一加法器，13、反正切运算模块。
[0050]图3相位延迟补偿模块流程图
[0051]图中：1、第一数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第一低通滤波器，4、第二数字频率合成器，5、第二乘法器，6、第二低通滤波器。
具体实施方式
[0052]为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合附图，对本发明进一步详细说明。
[0053]如图1所示，具体实施采用以下相位解调处理系统，包括前处理模块、相位延迟计算模块以及相位延迟补偿模块。
[0054]如图2所示，相位延迟计算模块包括：1、数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第二乘法器，4、第三乘法器，5、第四乘法器，6、低通滤波器，7、第五乘法器，8、第六乘法器，9、第七乘法器，10、第八乘法器，11、第一减法器，12、第一加法器，13、反正切运算模块。
[0055]如图3所示，相位延迟补偿模块包括：1、第一数字频率合成器，2、第一乘法器，3、第一低通滤波器，4、第二数字频率合成器，5、第二乘法器，6、第二低通滤波器。
[0056]如图2所示，相位延迟计算模块具体过程为：两测量通道信号fm1、fm2连接第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输入端，数字频率合成器1输出两正交信号fsin、fcos连接第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输入端，第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5的输出端连接低通滤波器6，低通滤波器6输出端连接第五乘法器7、第六乘法器8、第七乘法器9、第八乘法器10的输入端，第五乘法器7、第六乘法器8的输出端连接第一减法器11的输入端，第七乘法器9、第八乘法器10的输出端连接第一加法器12的输入端，第一加法器12、第一减法器11的输出端连接反正切运算模块13的输入端，反正切模块13输出端输出相位延迟结果θ。
[0057]如图3所示，相位延迟补偿模块具体过程为：相位延迟计算模块输出相位延迟结果θ连接第一数字频率合成器1的输入端，第一数字频率1的输出端以及测量通道信号fm2连接第一乘法器2的输入端，第一乘法器2的输出端连接第一低通滤波器3的输入端，第一低通滤波器3的输出端以及第二数字频率合成器4的输出端连接第二乘法器5的输入端，第二乘法器5的输出端连接第二低通滤波器6的输入端，第二低通滤波器6的输出端输出相位延迟补偿后的信号f2。
[0058]本发明实施的原理过程为：
[0059]双频激光干涉仪输出的信号，经过光电转换、滤波、增益补偿、模数转换后获得的信号fm1、fm2。
[0060]如图2所示，在获得信号fm1、fm2后，首先利用数字频率合成器1生成两正交信号fsin、fcos，后进行混频运算，获得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体如下：通过第一乘法器2、第二乘法器3、第三乘法器4、第四乘法器5，将信号fm、fr与数字频率合成器1产生的一阶正交信号fsin、fcos相乘，到此完成混频运算，公式分别如下：
[0061]
[0062]
[0063]
[0064]
[0065]后对混频后的信号fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos进行低通滤波，去除四路混频后的信号的高频分量得fm1sin、fm1cos、fm2sin、fm2cos，具体如下：通过低通滤波器6，去除四路混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0066]
[0067]
[0068]
[0069]
[0070]利用上述信号进行混频运算，后在进行求和运算，从而得出两路正、余弦信号sinθ、cosθ，具体如下：fm1sin、fm2cos利用第五乘法器7进行混频运算，fm2sin、fm1cos利用第六乘法器8进行混频运算，后第五乘法器7、第六乘法器的输出端连接第一减法器12的输入端，fm1sin、fm2sin利用第七乘法器9进行混频运算、fm1cos、fm2cos利用第八乘法器10进行混频运算，后第七乘法器9、第八乘法器10的输出端连接第一加法器12的输入端，得两路正、余弦信号sinθ、cosθ，具体公式如下：
[0071]
[0072]
[0073]后对两路正余弦信号利用反正切运算模块进行反正切运算，从而计算出相位延迟θ，具体如下：将两正、余信号sinθ、cosθ输入反正切运算模块13，得到待测相位延迟，具体公式如下：
[0074]
[0075]
[0076]
[0077]
[0078]如图3所示，从相位延迟计算模块输出相位延迟θ，通过第一数字频率合成器1生成信号cos(ω0t+θ)，与fm2进行混频，后利用第一低通滤波器3对信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，具体如下：将测量通道信号fm2与第一数字频率合成器1输出的信号cos(ω0t+θ)利用第一乘法器2相乘，后将第一乘法器2的输出信号利用第一低通滤波器3进行滤波，从而去除混频后的信号的高频分量，具体公式如下：
[0079]
[0080]
[0081]将信号D1与第二数字频率生成器4生成信号cosω0t进行混频，后在对混频后的信号进行低通滤波，去除混频后的信号的高频分量，从而对相位延迟进行补偿，得到补偿后的信号D2，具体如下：第一低通滤波器3的输出信号与第二数字频率合成器4生成的信号利用第二乘法器5进行相乘，后将第二乘法器5的输出信号利用第二低通滤波器6进行滤波，从而对相位延迟进行补偿，具体算式如下：
[0082]
[0083]
[0084]综上，本发明方法可以实时对变频状态下的相位延迟进行计算，解决了现阶段变频状态下相位延迟无法求解的问题；巧妙的运用了三角函数的性质，从而可以直接求解出变频状态下相位延迟的值，消除了变频状态下相位延迟难以求解的问题，以及解决了变频状态下相位延迟无法实时补偿的问题，提高了相位测量精度，可以广泛应用于干涉型激光传感技术领域。
[0085]上述具体实施方式用来解释说明本发明，而不是对本发明进行限制，在本发明的精神和权利要求的保护范围内，对本发明做出的任何修改和改变，都落入本发明的保护范围。
